1 輸入整流橋的選擇  1)整流橋的導(dǎo)通時(shí)間與選通特性

50Hz交流電壓經(jīng)過全波整流后變成脈動(dòng)直流電壓u1，再通過輸入濾波電容得到直流高壓U1。在理想情況下，整流橋的 導(dǎo)通角本應(yīng)為180°(導(dǎo)通范圍是從 0°～180°)，但由于濾波電容器C的作用，僅在接近交流峰值電壓處的很短時(shí)間內(nèi)，才有輸入電流流經(jīng)過整流橋?qū) 充電。50Hz交流電的半周期為 10ms，整流橋的導(dǎo)通時(shí)間tC≈3ms，其導(dǎo)通角僅為54°(導(dǎo)通范圍是36°～90°)。因此，整流橋?qū)嶋H通過的是 窄脈沖電流。橋式整流濾波電路的原理如圖1(a)所示，整流濾波電壓及整流電流的波形分別如圖l(b)和(c)所示。

最后總結(jié)幾點(diǎn)：

(1)整流橋的上述特性可等效成對應(yīng)于輸入電壓頻率的占空比大約為30％。

(2)整流二極管的一次導(dǎo)通過程，可視為一個(gè)“選通脈沖”，其脈沖重復(fù)頻率就等于交流電網(wǎng)的頻率(50Hz)。

(3)為降低開關(guān)電源中500kHz以下的傳導(dǎo)噪聲，有時(shí)用兩只普通硅整流管(例如1N4007) 與兩只快恢復(fù)二極管(如FR106)組成整流橋，F(xiàn)Rl06的反向恢復(fù)時(shí)間trr≈250ns。

2)整流橋的參數(shù)選擇

隔離式開關(guān)電源一般采用由整流管構(gòu)成的整流橋，亦可直接選用成品整流橋，完成橋式整流。全波橋式整流器簡稱硅整流橋，它是將四只硅整流管接成橋路形式，再用塑料封裝而成的半導(dǎo)體器件。它具有體積小、使用方便、各整流管的參數(shù)一致性好等優(yōu)點(diǎn)，可廣泛用于開關(guān)電源的整流電路。硅整流橋有4個(gè)引出端，其中交流輸入端、直流輸出端各兩個(gè)。

硅整流橋的最大整流電流平均值分0．5～40A等多種規(guī)格，最高反向工作電壓有50～1000V等多種規(guī)格。小功率硅整流橋可直接焊在印刷板上，大、中功率硅整流橋則要用螺釘固定，并且需安裝合適的散熱器。

整流橋的主要參數(shù)有反向峰值電壓URM(V)，正向壓降UF(V)，平均整流電流Id(A)，正向峰值浪涌電流IFSM(A)，最大反向漏電流 IR(霢)。整流橋的反向擊穿電壓URR應(yīng)滿足下式要求：

舉例說明，當(dāng)交流輸入電壓范圍是85～132V時(shí)，umax=132V，由式(1)計(jì)算出UBR=233．3V，可選耐壓400V的成品整流橋。對于寬范 圍輸入交流電壓，umax=265V，同理求得UBR=468．4V，應(yīng)選耐壓600V的成品整流橋。需要指出，假如用4只硅整流管來構(gòu)成整流橋，整流 管 的耐壓值還應(yīng)進(jìn)一步提高。辟如可選1N4007(1A／1000V)、1N5408(3A／1000V)型塑封整流管。這是因?yàn)榇祟惞茏拥膬r(jià)格低廉， 且按照耐壓值“寧高勿低”的原則，能提高整流橋的安全性與可靠性。

設(shè)輸入有效值電流為IRMS，整流橋額定的有效值電流為IBR，應(yīng)當(dāng)使IBR≥2IRMS。計(jì)算IRMS的公式如下：

式 中，PO為開關(guān)電源的輸出功率，η為電源效率，umin為交流輸入電壓的最小值，cosφ為開關(guān)電源的功率因數(shù)，允許cosφ=0．5～0．7。由于整流 橋?qū)嶋H通過的不是正弦波電流，而是窄脈沖電流(參見圖1)，因此整流橋的平均整流電流Id 例如，設(shè)計(jì)一個(gè)7．5V／2A(15W)開關(guān)電源，交流輸入電 壓范圍是85～265V，要求η=80％。將Po=15W、η=80％、umin=85V、 cosψ=0．7一并代入(2)式得 到，IRMS=0．32A，進(jìn)而求出Id=0．65×IRMS=0．21A。實(shí)際選用lA／600V的整流橋，以留出 一定余量。

2 輸入濾波電容器的選擇

1)輸入濾波電容器容量的選擇

為降低整流濾波器的輸出紋波，輸入濾波電容器的容量CI必須選的合適。令每單位輸出功率(W)所需輸入濾波電容器容量 (霧)的比例系數(shù)為k，當(dāng)交流電 壓 u=85～265V時(shí)，應(yīng)取k=(2～3)霧／W；當(dāng)交流電壓u=230V(1±15％)時(shí)，應(yīng)取k=1霧／W。輸入濾波電容器容量的選擇方法詳見附 表l，Po為開關(guān)電源的輸出功率。

 

2)準(zhǔn)確計(jì)算輸入濾波電容器容量的方法輸入濾波電容的容量是開關(guān)電源的一個(gè)重要參數(shù)。CI值選得過低，會使UImin值大大降低，而輸入脈動(dòng)電壓UR卻升 高。但CI值取得過高，會增加電容器成本，而且對于提高UImin值和降低脈動(dòng)電壓的效果并不明顯。下面介紹計(jì)算CI準(zhǔn)確值的方法。

設(shè)交流電壓u的最小值為umin。u經(jīng)過橋式整流和CI濾波，在u=umin情況下的輸入電壓波形如圖2所示。該圖是在Po=POM，f=50Hz、整流 橋的導(dǎo)通時(shí)間tC=3ms、=80％的情況下繪出的。由圖可見，在直流高壓的最小值UImin上還疊加一個(gè)幅度為UR的一次側(cè)脈動(dòng)電壓，這是CI在充放電 過程中形成的。欲獲得CI的準(zhǔn)確值，可按下式進(jìn)行計(jì)算：

舉例說明，在寬范圍電壓輸入時(shí)，umin=85V。取UImin=90V，f=50Hz，tC=3ms，假定Po=30W，=80％，一并帶入(3) 式 中求出CI=84．2霧，比例系數(shù)CI／PO=84．2霧／30W=2．8霧／W，這恰好在(2～3)霧／W允許的范圍之內(nèi)。

3 漏極鉗位保護(hù)電路的設(shè)計(jì)

對反激式開關(guān)電源而言，每當(dāng)功率開關(guān)管(MOSFET)由導(dǎo)通變成截止時(shí)，在開關(guān)電源的一次繞組上就會產(chǎn)生尖峰電壓和感應(yīng)電壓。其中的尖峰電壓是由于高頻 變壓器存在漏感(即漏磁產(chǎn)生的自感)而形成的，它與直流高壓UI和感應(yīng)電壓UOR疊加在MOSFET的漏極上，很容易損壞MOSFET。為此，必須在增加 漏極鉗位保護(hù)電路，對尖峰電壓進(jìn)行鉗位或者吸收。

1)漏極上各電壓參數(shù)的電位分布

下面分析輸入直流電壓的最大值UImax、一次繞組的感應(yīng)電壓UOR、鉗位電壓UB與UBM、最大漏極電壓UDmax、漏一源擊穿電壓U(BR)DS這 6 個(gè)電壓參數(shù)的電位分布情況，使讀者能有一個(gè)定量的概念。對于TOPSwitch—XX系列單片開關(guān)電源，其功率開關(guān)管的漏一源擊穿電 壓 U(BR)DS≥700V，現(xiàn)取下限值700V。感應(yīng)電壓UOR=135V(典型值)。本來鉗位二極管的鉗位電壓UB只需取135V，即可將疊加在 UOR 上由漏感造成的尖峰電壓吸收掉，實(shí)際卻不然。手冊中給出UB參數(shù)值僅表示工作在常溫、小電流情況下的數(shù)值。實(shí)際上鉗位二極管(即瞬態(tài)電壓抑制器 TVS)還 具有正向溫度系數(shù)，它在高溫、大電流條件下的鉗位電壓UBM要遠(yuǎn)高于UB。實(shí)驗(yàn)表明，二者存在下述關(guān)系：

這表明UBM大約比UB高40％。為防止鉗位二極管對一次側(cè)感應(yīng)電壓UOR也起到鉗位作用，所選用的TVS鉗位電壓應(yīng)按下式計(jì)算：

此外，還須考慮與鉗位二極管相串聯(lián)的阻塞二極管VD的影響。VD一般采用快恢復(fù)或超快恢復(fù)二極管，其特征是反向恢復(fù)時(shí)間(trr)很短。但是VDl在從反向截止到正向?qū)ㄟ^程中還存在著正向恢復(fù)時(shí)間(tfr)，還需留出20V的電壓余量。

考慮上述因素之后，計(jì)算TOPSwitch一 最大漏一源極電壓的經(jīng)驗(yàn)公式應(yīng)為：

TOPSwitch—XX系列單片開關(guān)電源在230V交流固定輸入時(shí)，MOSFET的漏極上各電壓參數(shù)的電位分布如圖3所示，占空比D≈26％。此 時(shí) u=230V±35V，即 umax=265V，UImax=umax≈375V，UOR=135V，UB=1．5 UOR≈200V，UBM=1．4UB=280V，UDmax=675V， 最后再留出25V的電壓余量，因此U(BR)DS=700V。實(shí)際上 U(BR)DS也具有正向溫度系數(shù)，當(dāng)環(huán)境溫度升高時(shí)U(BR)DS也會升高，上述 設(shè)計(jì)就為芯片耐壓值提供了額外的裕量。

2)漏極鉗位保護(hù)電路的設(shè)計(jì)

漏極鉗位保護(hù)電路主要有以下4種設(shè)計(jì)方案(電路參見圖4)：

(1)利用瞬態(tài)電壓抑制器TVS(P6KE200) 和阻塞二極管(超陜恢復(fù)二極管UF4005) 組成的TVS、VD型鉗位電路，如(a)圖所示。圖中的Np、NS和NB分別代表一次繞組、二次繞組和偏置繞組。但也有的開關(guān)電源用反饋繞組NF來代替偏置繞組NB。

(2)利用阻容吸收元件和阻塞二極管組成的R、C、VD型鉗位電路，如(b)圖所示。

(3)由阻容吸收元件、TVS和阻塞二極管構(gòu)成的R、C、TVS、VD型鉗位電路，如(c)圖所示。

(4)由穩(wěn)壓管(VDZ)、阻容吸收元件和阻塞二極管(快恢復(fù)二極管FRD)構(gòu)成的VDz、R、C、VD型鉗位電路，如(d)圖所示。

上述方案中以(c)的保護(hù)效果最佳，它能充分發(fā)揮TVS響應(yīng)速度極快、可承受瞬態(tài)高能量脈沖之優(yōu)點(diǎn)，并且還增加了RC吸收回路。鑒于壓敏電阻器(VSR) 的標(biāo)稱擊穿電壓值(U1nA)離散性較大，響應(yīng)速度也比TVS慢很多，在開關(guān)電源中一般不用它構(gòu)成漏極鉗位保護(hù)電路。

需要指出，阻塞二極管一般可采用快恢復(fù)或超快恢復(fù)二極管。但有時(shí)也專門選擇反向恢復(fù)時(shí)間較長的玻璃鈍化整流管1N4005GP，其目的是使漏感能量能夠得 到恢復(fù)，以提高電源效率。玻璃鈍化整流管的反向恢復(fù)時(shí)間介于快恢復(fù)二極管與普通硅整流管之間，但不得用普通硅整流管1N4005來代替lN4005GP。

常用鉗位二極管和阻塞二極管的選擇見附表2。

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